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信道編譯實驗

發布時間:2023-03-29 05:20:37

① pcm編譯器系統實驗過程中發現的問題

1. 點到點PCM多路電話通信原理
脈沖編碼調制(PCM)技術與增量調制(ΔM)技術已經在數字通信系統中得到廣泛應用。當信道雜訊比較小時一般用PCM,否則一般用ΔM。目前速率在155MB以下的准同步數字系列(PDH)中,國際上存在A解和μ律兩種PCM編解碼標准系列,在155MB以上的同步數字系列(SDH)中,將這兩個系列統一起來,在同一個等級上兩個系列的碼速率相同。而ΔM在國際上無統一標准,但它在通信環境比較惡劣時顯示了巨大的優越性。
點到點PCM多路電話通信原理可用圖9-1表示。對於基帶通信系統,廣義信道包括傳輸媒質、收濾波器、發濾波器等。對於頻帶系統,廣義信道包括傳輸媒質、調制器、解調器、發濾波器、收濾波器等。
本實驗模塊可以傳輸兩路話音信號。採用TP3057編譯器,它包括了圖9-1中的收、發低通濾波器及PCM編解碼器。編碼器輸入信號可以是本實驗模塊內部產生的正弦信號,也可以是外部信號源的正弦信號或電話信號。本實驗模塊中不含電話機和混合電路,廣義信道是理想的,即將復接器輸出的PCM信號直接送給分接器。
2. PCM編解碼模塊原理
本模塊的原理方框圖圖9-2所示,電原理圖如圖9-3所示(見附錄),模塊內部使用+5V和-5V電壓,其中-5V電壓由-12V電源經7905變換得到。
圖9-2 PCM編解碼原理方框圖
該模塊上有以下測試點和輸入點:
• BS PCM基群時鍾信號(位同步信號)測試點
• SL0 PCM基群第0個時隙同步信號
• SLA 信號A的抽樣信號及時隙同步信號測試點
• SLB 信號B的抽樣信號及時隙同步信號測試點
• SRB 信號B解碼輸出信號測試點
• STA 輸入到編碼器A的信號測試點
• SRA 信號A解碼輸出信號測試點
• STB 輸入到編碼器B的信號測試點
• PCM PCM基群信號測試點
• PCM-A 信號A編碼結果測試點
• PCM-B 信號B編碼結果測試點
• STA-IN 外部音頻信號A輸入點
• STB-IN 外部音頻信號B輸入點
本模塊上有三個開關K5、K6和K8,K5、K6用來選擇兩個編碼器的輸入信號,開關手柄處於左邊(STA-IN、STB-IN)時選擇外部信號、處於右邊(STA-S、STB-S)時選擇模塊內部音頻正弦信號。K8用來選擇SLB信號為時隙同步信號SL1、SL2、SL5、SL7中的某一個。
圖9-2各單元與電路板上元器件之間的對應關系如下:
•晶振 U75:非門74LS04;CRY1:4096KHz晶體
•分頻器1 U78:A:U78:D:觸發器74LS74;U79:計數器74LS193
•分頻器2 U80:計數器74LS193;U78:B:U78:D:觸發器74LS74
•抽樣信號產生器 U81:單穩74LS123;U76:移位寄存器74LS164
•PCM編解碼器A U82:PCM編解碼集成電路TP3057(CD22357)
•PCM編解碼器B U83:PCM編解碼集成電路TP3057(CD22357)
•幀同步信號產生器 U77:8位數據產生器74HC151;U86:A:與門7408
•正弦信號源A U87:運放UA741
•正弦信號源B U88:運放UA741
•復接器 U85:或門74LS32
晶振、分頻器1、分頻器2及抽樣信號(時隙同步信號)產生器構成一個定時器,為兩個PCM編解碼器提供2.048MHz的時鍾信號和8KHz的時隙同步信號。在實際通信系統中,解碼器的時鍾信號(即位同步信號)及時隙同步信號(即幀同步信號)應從接收到的數據流中提取,方法如實驗五及實驗六所述。此處將同步器產生的時鍾信號及時隙同步信號直接送給解碼器。
由於時鍾頻率為2.048MHz,抽樣信號頻率為8KHz,故PCM-A及PCM-B的碼速率都是2.048MB,一幀中有32個時隙,其中1個時隙為PCM編碼數據,另外31個時隙都是空時隙。
PCM信號碼速率也是2.048MB,一幀中的32個時隙中有29個是空時隙,第0時隙為幀同步碼(×1110010)時隙,第2時隙為信號A的時隙,第1(或第5、或第7 —由開關K8控制)時隙為信號B的時隙。
本實驗產生的PCM信號類似於PCM基群信號,但第16個時隙沒有信令信號,第0時隙中的信號與PCM基群的第0時隙的信號也不完全相同。
由於兩個PCM編解碼器用同一個時鍾信號,因而可以對它們進行同步復接(即不需要進行碼速調整)。又由於兩個編碼器輸出數據處於不同時隙,故可對PCM-A和PCM-B進行線或。本模塊中用或門74LS32對PCM-A、PCM-B及幀同步信號進行復接。在解碼之前,不需要對PCM進行分接處理,解碼器的時隙同步信號實際上起到了對信號分路的作用。
3. TP3057簡介
本模塊的核心器件是A律PCM編解碼集成電路TP3057,它是CMOS工藝製造的專用大規模集成電路,片內帶有輸出輸入話路濾波器,其引腳及內部框圖如圖9-4、圖9-5所示。引腳功能如下:
圖9-4 TP3057引腳圖
(1) V一 接-5V電源。
(2) GND 接地。
(3) VFRO 接收部分濾波器模擬信號輸出端。
(4) V+ 接+5V電源。
(5) FSR 接收部分幀同信號輸入端,此信號為8KHz脈沖序列。
(6) DR 接收部分PCM碼流輸入端。
(7) BCLKR/CLKSEL 接收部分位時鍾(同步)信號輸入端,此信號將PCM碼流在FSR上升沿後逐位移入DR端。位時鍾可以為64KHz到2.048MHz的任意頻率,或者輸入邏輯「1」或「0」電平器以選擇1.536MHz、1.544MHz或2.048MHz用作同步模式的主時鍾,此時發時鍾信號BCLKX同時作為發時鍾和收時鍾。
(8) MCLKR/PDN 接收部分主時鍾信號輸入端,此信號頻率必須為1.536MHz、1.544MHz或2.048MHz。可以和MCLKX非同步,但是同步工作時可達到最佳狀態。當此端接低電平時,所有的內部定時信號都選擇MCLKX信號,當此端接高電平時,器件處於省電狀態。
(9) MCLKX 發送部分主時鍾信號輸入端,此信號頻率必須為1.536MHz、1.544MHz或2.048MHz。可以和MCLKR非同步,但是同步工作時可達到最佳狀態。
(10) BCLKX 發送部分位時鍾輸入端,此信號將PCM碼流在FSX信號上升沿後逐位移出DX端,頻率可以為64KHz到2.04MHz的任意頻率,但必須與MCLKX同步。
圖9-5 TP3057內部方框圖
(11) DX 發送部分PCM碼流三態門輸出端。
(12) FSX 發送部分幀同步信號輸入端,此信號為8KHz脈沖序列。
(13) TSX 漏極開路輸出端,在編碼時隙輸出低電平。
(14) GSX 發送部分增益調整信號輸入端。
(15) VFXi- 發送部分放大器反向輸入端。
(16) VFXi+ 發送部分放大器正向輸入端。
TP3057由發送和接收兩部分組成,其功能簡述如下。
發送部分:
包括可調增益放大器、抗混淆濾波器、低通濾波器、高通濾波器、壓縮A/D轉換器。抗混淆濾波器對采樣頻率提供30dB以上的衰減從而避免了任何片外濾波器的加入。低通濾波器是5階的、時鍾頻率為128MHz。高通濾波器是3階的、時鍾頻率為32KHz。高通濾波器的輸出信號送給階梯波產生器(采樣頻率為8KHz)。階梯波產生器、逐次逼近寄存器(S•A•R)、比較器以及符號比特提取單元等4個部分共同組成一個壓縮式A/D轉換器。S•A•R輸出的並行碼經並/串轉換後成PCM信號。參考信號源提供各種精確的基準電壓,允許編碼輸入電壓最大幅度為5VP-P。
發幀同步信號FSX為采樣信號。每個采樣脈沖都使編碼器進行兩項工作:在8比特位同步信號BCLKX的作用下,將采樣值進行8位編碼並存入逐次逼近寄存器;將前一采樣值的編碼結果通過輸出端DX輸出。在8比特位同步信號以後,DX端處於高阻狀態。
接收部分:
包括擴張D/A轉換器和低通濾波器。低通濾波器符合AT&T D3/D4標准和CCITT建議。D/A轉換器由串/並變換、D/A寄存器組成、D/A階梯波形成等部分構成。在收幀同步脈沖FSR上升沿及其之後的8個位同步脈沖BCLKR作用下,8比特PCM數據進入接收數據寄存器(即D/A寄存器),D/A階梯波單元對8比特PCM數據進行D/A變換並保持變換後的信號形成階梯波信號。此信號被送到時鍾頻率為128KHz的開關電容低通濾波器,此低通濾波器對階梯波進行平滑濾波並對孔徑失真(sinx)/x進行補嘗。
在通信工程中,主要用動態范圍和頻率特性來說明PCM編解碼器的性能。
動態范圍的定義是解碼器輸出信噪比大於25dB時允許編碼器輸入信號幅度的變化范圍。PCM編解碼器的動態范圍應大於圖9-6所示的CCITT建議框架(樣板值)。
當編碼器輸入信號幅度超過其動態范圍時,出現過載雜訊,故編碼輸入信號幅度過大時量化信噪比急劇下降。TP3057編解碼系統不過載輸入信號的最大幅度為5VP-P。
由於採用對數壓擴技術,PCM編解碼系統可以改善小信號的量化信噪比,TP3057採用A律13折線對信號進行壓擴。當信號處於某一段落時,量化雜訊不變(因在此段落內對信號進行均勻量化),因此在同一段落內量化信噪比隨信號幅度減小而下降。13折線壓擴特性曲線將正負信號各分為8段,第1段信號最小,第8段信號最大。當信號處於第一、二段時,量化雜訊不隨信號幅度變化,因此當信號太小時,量化信噪比會小於25dB,這就是動態范圍的下限。TP3057編解碼系統動態范圍內的輸入信號最小幅度約為0.025Vp-p。
常用1KHz的正弦信號作為輸入信號來測量PCM編解碼器的動態范圍。
圖9-6 PCM編解碼系統動態范圍樣板值
語音信號的抽樣信號頻率為8KHz,為了不發生頻譜混疊,常將語音信號經截止頻率為3.4KHz的低通濾波器處理後再進行A/D處理。語音信號的最低頻率一般為300Hz。TP3057編碼器的低通濾波器和高通濾波器決定了編解碼系統的頻率特性,當輸入信號頻率超過這兩個濾波器的頻率范圍時,解碼輸出信號幅度迅速下降。這就是PCM編解碼系統頻率特性的含義。
四、實驗步驟
1. 熟悉PCM編解碼單元工作原理,開關K9接通8KHz(置為1000狀態),開關K8置為SL1(或SL5、SL7),開關K5、K6分別置於STA-S、STB-S端,接通實驗箱電源。
2. 用示波器觀察STA、STB,調節電位器R19(對應STA)、R20(對應STB),使正弦信號STA、STB波形不失真(峰峰值小於5V)。
3. 用示波器觀察PCM編碼輸出信號。
示波器CH1接SL0,(調整示波器掃描周期以顯示至少兩個SL0脈沖,從而可以觀察完整的一幀信號)CH2分別接SLA、PCM-A、SLB、PCM-B以及PCM,觀察編碼後的數據所處時隙位置與時隙同步信號的關系以及PCM信號的幀結構(注意:本實驗的幀結構中有29個時隙是空時隙,SL0、SLA及SLB的脈沖寬度等於一個時隙寬度)。
開關K8分別接通SL1、SL2、SL5、SL7,觀察PCM基群幀結構的變化情況。
4. 用示波器觀察PCM解碼輸出信號
示波器的CH1接STA,CH2接SRA,觀察這兩個信號波形是否相同(有相位差)。
5. 用示波器定性觀察PCM編解碼器的動態范圍。
開關K5置於STA-IN端,將低失真低頻信號發生器輸出的1KHz正弦信號從STA-IN輸入到TP3057(U82)編碼器。示波器的CH1接STA(編碼輸入),CH2接SRA(解碼輸出)。將信號幅度分別調至大於5VP-P、等於5VP-P,觀察過載和滿載時的解碼輸出波形。再將信號幅度分別衰減10dB、20dB、30dB、40dB、45dB、50dB,觀察解碼輸出波形(當衰減45dB以上時,解碼輸出信號波形上疊加有較明顯的雜訊)。
也可以用本模塊上的正弦信號源來觀察PCM編解碼系統的過載雜訊(只要將STA-S或STB-S信號幅度調至5VP-P以上即可),但必須用專門的信號源才能較方便地觀察到動態范圍。

② 無線路由器的天線在家裡如何擺放更合理

路由器具有判斷網路地址和選擇IP路徑的功能,它能在多網路互聯環境中,建立靈活的連接,可用完全不同的數據分組和介質訪問方法連接各種子網,很多朋友家裡更換了無線路由器以後,總源早是感覺信號和網速比以前慢了很多,其實路由器的擺放位置和信號息息相關的,一起來看下我整理的內容。

具體分析

無線路由器的天線一般為全向天線,即在水平方向上360°都均勻輻射,也就是平常所說的無方向性。全向天線在水平方向和垂直方向上的輻射范圍如下圖所示:

圖中Z軸方向即為天線方向,水平方向(紅色區域)無線信號最強,豎直方向(深藍色區域)無線信號最弱。

由此可見,當路由器的天線與地面垂直90°擺放時,水平方向的無線信號最強,且無線覆蓋范圍最廣,而天線的上方或下方為信號覆蓋的薄弱點,接收效果會受到影響。

注意:部分終端的內置天線可能角度不同,或者手機、Pad等移動終端擺放角度不同,會對無線信號接收產生差異,可嘗試調整路由器的部分天線與地面夾角為0°(即調整為水平)。

在大多數家庭網路環境中,一般僅使用一台無線路由器進行無線網團棚絡覆蓋,而單台無線路由器的覆蓋能力有限。

以上我們說的是一些關於大眾知識相關的內容,下面我們從更多的技術層面分析一下:

擁擠的信道

如果你曾經進入“192.168.1.1”或“192.168.0.1”這個網址設置自家的路由器,你可能會發現類似的選項。

13個信道,該選哪個?

這里的信道是什麼?顧名思義,它就是無線信號的道路。條條大道通羅馬,對於國內絕大部分路由器來說,Wi-Fi信號到達你的手機共有13條道,它們是怎麼劃分出來的?

路由器以發射電磁波的形式傳輸Wi-Fi信號,而電磁波最重要的特徵就是頻率。目前,絕大多數的路由器工作在2.4GHz的頻段。

有的路由器也同時工作在5.8GHz的頻段,這樣的路由器叫做雙頻路由器。

如上圖,2.4GHz這個頻段又被細分為14個不同的信道,對於咱們國家來說,只有13個不同的信道。

從2.412GHz到2.472GHz,每隔5MHz就劃分為一個信道。有的國家可以使用14個信道。

通俗一點講就是,各家各戶的Wi-Fi信號是在一條叫做“2.4G”的大道上飛奔,為防止互相干擾和沖撞,又把這條大道分成了13車道,隔壁老張家的路由器可能使用1車道,樓上老李家的路由器可能使用6車道,就是這意思。

那麼問題來了,假如你的路由器使用6信道,而你的左鄰右舍,樓上樓下,加起來幾十個路由器,裡面有十幾個路由器也行駛在6信道上,此時會出現什麼問題?

問題就是,你的Wi-Fi信號會變得差一些,有時甚至會掉線,那是因為,你使用的6信道太擁擠了,互相干擾比較厲害。

圖為筆者使用軟體檢測到的,左鄰右舍使用各信道的情況。

上圖中,為什麼獨獨只有1、6、11信道飄紅?換言之,為什麼那麼多路由器要選擇1、6和11信道?

如上圖,雖然2.4G頻段劃分成了13個信道,但每一個相鄰的的信道其實是部分重疊的。而上圖中的1、6和11信道,仔細觀察你會發現,這3個信道之間沒有交集。也

就是說,鑒雹或雀於這種原因,如果你樓上鄰居使用1信道,樓下鄰居使用6信道,而你使用11信道,那麼,你們的干擾將會是最少的。

當然還有別的原因,路由器的信道在自動選擇上,常會默認選擇這3個信道。

為對比路由器選擇不同信道時對Wi-Fi信號的影響,我把信道改成擁擠的“信道1”。檢測到的網路信號強度如下圖所示:

這里的信號強度為“-65dBm”,需要注意的是,其數值越大,信號就越好,比如-60dBm代表的信號強度大於-65dBm。

當選擇“信道1”時,我的無線信號比較差的時候是“-65dBm”,逐漸好轉時,信號強度會跳到“-57dBm”,而最差的時候則是完全沒信號,也就是掉線,當然掉線也可能是其他原因。

接著,我又把信道改成“13”,此時,信號強度如下圖:

如上圖所示,信號強度變強了不少,達到“-45dBm”,這樣的信號強度是較為不錯的。

通過上面的實驗,基本上能得出這樣的結論,那就是路由器選擇不同的信道時,Wi-Fi信號會有所不同。

然而,咱們還得強調一下,路由器不同,網路環境不同,時間段不同,其實驗結果也會不同。比如說,在大商場裡面,如果裡面的商戶都有自己的路由器,那麼這種干擾情況會更加嚴重,實驗結果也會變得明顯,這樣的場景還有大辦公區。

另一個需要注意的是,干擾你Wi-Fi信號的,不止是別人的路由器,還有你自己和別人的藍牙耳機、藍牙鍵盤以及微波爐等,因為藍牙和微波爐也工作在2.4GHz頻段附近。

經過多次實驗,改變不同的信道時,信號最少能增加5dBm以上。

若Wi-Fi信號非常棒,你無須操心信道選擇的事。還有,如果是因為距離路由器過於遙遠,穿牆較多,那麼信道的影響相對來說就很小了,你也可以不用擔心。但若你搜到的自家Wi-Fi信號,其強度還趕不上鄰居家的,則可嘗試一下不同的信道,比如“13”,前提是,距離你最近的左鄰右舍沒有太多人手動選擇信道“13”。

你的終端更重要

影響Wi-Fi信號的,除了上面的“信道”外,還有別的嗎?當然,而且,這是很重要的,經過筆者的實驗,可以說是立竿見影。

它是什麼?你的終端。

上面的實驗我們已經確定了一些相同的條件,即,在信道“13”上,筆者台式機接收到的Wi-Fi信號在“-45dBm”左右波動。當時,台式機上的無線網卡,其天線是水平放置的

現在,我把天線從水平放置改成垂直

結果讓我大感意外。平時,為了讓天線不礙手礙腳,不少人跟我一樣,喜歡將天線水平放置,認為這不會有什麼影響。然而,此時我改成垂直放置後,信號一下增強了不少。如下圖:

Wi-Fi信號從之前的“-45dBm到-50dBm”之間一下子跳到了“-30dBm到-34dBm”之間。可以肯定的是,從此以後,筆者台式機上的網卡天線,它再也不會躺下了。

以上實驗告訴我們,終端不同,或者說終端的擺放位置不同,Wi-Fi信號就會有不同。

這種感受其實很多人都有過,舉一個最常見的例子就是,相同的位置,筆記本和手機連接同一個Wi-Fi,筆記本無論是瀏覽網頁還是看視頻都很流暢,而手機打開網頁的速度和播放視頻的流暢度都趕不上筆記本,這當然是因為筆記本的無線網卡性能更強的緣故。

因為需要省電,需要最大限度地減少發熱,所以手機接收Wi-Fi信號的能力是普遍弱於筆記本的。當然,如筆記本超級老舊,而手機又是今年剛出的高端款,那麼這種感受可能不會那麼明顯。

以上說明,家裡Wi-Fi信號的強與弱,你的終端影響也很大。試著從這方面入手,有助於提高您的Wi-Fi信號。

最後,這才是最重要的

以上兩種情況是在路由器位置固定的情況下採取的補救措施之一,最根本的辦法應該是從路由器下手。

很多次,筆者曾暗暗發誓,如果老天再給我一次機會,下一次裝修房子時,我一定要好好布線,給家裡的路由器一個最好的位置!

不少家庭的Wi-Fi信號,常常是此屋歡樂那屋愁。對於佔多數的兩室一廳或者三室一廳的房屋布局,路由器放哪兒才皆屋歡喜?

要了解這個,我們首先得清楚一個小學生都知道的事實——光是直線傳播!

Wi-Fi信號不是可見光,但它跟光一樣都是電磁波,都喜歡走直線,也只有走直線,信號的衰減才是最少的,而反射和衍射後,信號衰減的程度,比起距離增加帶來的衰減要大得多。

相關閱讀:路由器安全特性關鍵點

由於路由器是網路中比較關鍵的設備,針對網路存在的各種安全隱患,路由器必須具有如下的安全特性:

(1)可靠性與線路安全 可靠性要求是針對故障恢復和負載能力而提出來的。對於路由器來說,可靠性主要體現在介面故障和網路流量增大兩種情況下,為此,備份是路由器不可或缺的手段之一。當主介面出現故障時,備份介面自動投入工作,保證網路的正常運行。當網路流量增大時,備份介面又可承當負載分擔的任務。

(2)身份認證路由器中的身份認證主要包括訪問路由器時的身份認證、對端路由器的身份認證和路由信息的身份認證。

(3)訪問控制對於路由器的訪問控制,需要進行口令的分級保護。有基於IP地址的訪問控制和基於用戶的訪問控制。

(4)信息隱藏與對端通信時,不一定需要用真實身份進行通信。通過地址轉換,可以做到隱藏網內地址,只以公共地址的方式訪問外部網路。除了由內部網路首先發起的連接,網外用戶不能通過地址轉換直接訪問網內資源。

(5)數據加密

為了避免因為數據竊聽而造成的信息泄漏,有必要對所傳輸的信息進行加密,只有與之通信的對端才能對此密文進行解密。通過對路由器所發送的報文進行加密,即使在Internet上進行傳輸,也能保證數據的私有性、完整性以及報文內容的真實性。

(6)攻擊探測和防範

路由器作為一個內部網路對外的介面設備,是攻擊者進入內部網路的第一個目標。如果路由器不提供攻擊檢測和防範,則也是攻擊者進入內部網路的一個橋梁。在路由器上提供攻擊檢測,可以防止一部分的攻擊。

(7)安全管理

③ 重復編碼3次的傳輸效率

信道編碼主要是為了解決數據在信道中傳輸時引入的誤碼問題。

如下圖所示,解決誤碼問題有兩個辦法,一個是對錯誤數據進行重傳,稱為後向糾錯,另一個是在發送端發送數據時加入一定的冗餘信息,以便在接收端可以直接進行糾錯,稱為前向糾錯。

1.信道編碼
FEC,全稱Forward Erro Correction就是前向糾錯碼。

在數據中增加冗餘信息的最簡單方法,就是將同一數據重復多次發送,這就是重復碼,例如,將每一個信息比特重復3次編碼:0\rightarrow 000,1\rightarrow 111,在接收端根據少數服從多數的原則進行解碼,按照這種方法進行編解碼,如果錯2位就會導致解碼出錯,且傳輸效率很低。

為了提高傳輸效率,將k位信息比特分為一組,增加少量多餘碼元,共計n位,計為(n,k),這就是分組碼。

其中的監督碼元是用於檢錯和糾錯的,也可以叫做效驗碼元。

最簡單的分組碼就是奇偶效驗碼,例如,偶效驗碼:通過添加1位監督碼元使整個碼字中的1的個數為偶數,在檢錯時,對所有位做異或,如果為0,正確,如果為1,錯誤。

由此可知,奇偶效驗碼只能檢測奇數個錯誤,不能糾正錯誤。那有沒有碼可以糾正錯誤呢?漢明碼就可以檢測2位錯誤,糾正1位錯誤。以(7,4)漢明碼為例,信息碼元為4位,監督碼元為3位,如下圖所示

其中a_{2}是a_{4}a_{5}a_{6}的偶效驗碼,a_{1}是a_{3}a_{5}a_{6}的偶效驗碼, a_{0}是a_{3}a_{4}a_{6}的偶效驗碼,在糾錯時,分別對3組碼字的所有位做異或,得到一個三位的結果s_{2}s_{1}s_{0},若結果為000,則沒有錯誤,若結果為111,則a_{6}錯誤,若結果為110,則a_{5}錯誤,若結果為101,則a_{4}錯誤,其他同理。在發現錯誤位後,只要對應位取反:0改為1,1改為0,就完成了糾錯。

分組碼編碼器每次輸入k個信息碼元,輸出n個碼元,每次輸出的碼元只與本次輸入的信息碼元有關,而與之前輸入的信息碼元無關,而對於卷積碼,其編碼器輸出除了與本次輸入的信息碼元有關外,還與之前輸入的信息碼元有關,

一般用(n,k,K)來表示卷積碼,其中多了一項參數K,為約束長度,表示編碼器的輸出與本次及之前輸入的K個碼元相關。例如(2,1,3)卷積碼:編碼器每次輸入1個碼元,輸出2個碼元,這2個碼元與本次及之前輸入的3個碼元相關。

卷積碼編碼器一般使用(K-1)級移位寄存器實現,卷積碼的解碼一般採用最大似然解碼,假定信道的誤碼率為P_{e}(P_{e}< 0.5),編碼器的輸入信息序列長度為L,則輸出的碼字序列有2^{L}種可能,以L=5為例,假定接收到的碼字序列為11 01 01 00 01,則編碼器輸出的碼字序列共有32種可能:

若發送信息序列為11011,則編碼器輸出的碼字序列為11 01 01 00 01,全部碼元傳輸正確,發生這種情況的概率為\left ( 1-P_{e} \right )^{10},若發送信息序列為10011,則編碼器輸出的碼字序列為11 10 11 11 01,5個碼元傳輸錯誤,發生這種情況的概率是P_{e}^{5}\left ( 1-P_{e} \right )^{5},其他情況略,很明顯,發送信息序列為11011的概率最高,因此採用最大似然解碼時,解碼結果為1101。

不難看出,錯誤的碼元越少,發生概率越高,所以要找到發生概率最高的發送序列,只要找出誤碼數最少的發送碼字序列就可以了,兩碼字間對應位不同的個數總和稱為漢明距離,所以只要找出漢明距離之和最小的發送碼字序列就行了,例如,01和10的漢明距離為2,00和01的漢明距離為1。

最大似然解碼往往要遍歷2^{L}種可能碼字序列計算概率才能完成解碼,計算量隨著L逐級上升,難以實現,為了減少計算量,維特比發現了一種方法,被稱為維特比解碼,解碼的過程就是在解碼器網格圖種尋找一條漢明距離之和最小的路徑。

卷積碼的應用較為廣泛,如CDMA2000使用了(2,1,9)、(3,1,9)和(4,1,9)卷積碼,WCDMA使用了(2,1,9)和(3,1,9)卷積碼,LTE的控制信道採用了(3,1,7)的卷積碼進行信道編碼。

2.交織
交織和去交織是通過對寄存器按行寫入按列讀出實現的,如下圖所示。

如下圖所示,如果在信道傳輸過程中如果出現了連續誤碼,去交織後會轉變為單個誤碼,讓信道解碼更方便糾錯。

FEC結合交織可以在一定程度上解決誤碼問題,想要徹底解決,還要藉助反饋重傳技術

自動請求重傳(ARQ),發送端發送具有一定檢錯能力的碼,接收端發現出錯後,立即通知發送端重傳,如果還是錯,再次請求重傳,直至接收正確為止。

混合ARQ(HARQ):是FEC和ARQ的結合,接收端發現出錯後,盡其所能進行糾錯,糾正不了,則立即通知發送端重傳,如果還是接收錯誤,再次請求重傳,直至接受正確為止。

顯然HARQ的性能是優於ARQ的,但HARQ會導致解調門限大大提高,一般重傳次數要滿足最惡劣信道條件下在達到最大重傳次數之前能將數據傳輸正確,為了降低對解調門限的要求,移動通信系統中一般將二者結合起來使用。

利用HARQ重傳將誤碼控制在一定水平,殘留一部分誤碼給ARQ進行重傳,這樣系統性能可以達到最優。

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瑞利衰落的概念及應對技術——信道編碼、交織、跳頻
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