A. 用秦九韶演算法求多項式f（x）=8x 7 +5x 6 +3x 4 +2x+1，當x=2時的值
| 根據秦九韶演算法，把多項式改寫成如下形式 f（x）=8x 7 +5x 6 +0?x 5 +3?x 4 +0?x 3 +0?x 2 +2x+1 =（（（（（（8x+5）x+0）x+3）x+0）x+0）x+2）x+1 v 0 =8，v 1 =8×2+5=21 v 2 =21×2+0=42，v 3 =42×2+3=87 v 4 =87×2+0=174，v 5 =174×2+0=348 v 6 =348×2+2=698，v 7 =698×2+1=1397． ∴當x=2時，多項式的值為1397． |
B. 利用秦九韶演算法計算f(x)=8X^7+5X^6+3X^4+2X+1 當X=2時的函數值
秦九韶演算法:
f(x)=8X^7+5X^6+3X^4+2X+1
=x(8x^6+5x^5+3x^3+2)+1
=x(x³(8x³+5x²+3)+2)+1
=x(x³(x²(8x+5)+3)+2)+1
共11次計算
∴ f(2)=2(2³(2²(8×2+5)+3)+2)+1
C. 簡述同步解調的演算法
解調是調制的逆過程，是從高頻已調波中恢復出原低頻調制信號的過程。從頻譜上看，解調也是一種信號頻譜的線性搬移過程，是將高頻載波端邊帶信號的頻譜線性搬移到低頻端，這種搬移正好與調制過程的搬移過程相反，故所有的具有頻譜線性搬移功能的電路均可用於調幅波的解調。
同步解調，它的基本功能就是完成頻譜的線性搬移，但為了防止失真，同步檢波電路中都必需輸入與載波同步的解調載波。同步，指同頻率同相位。
一體化工作站正變得越來越輕薄，要求更輕和更小的電源轉換器，這通常通過提高開關頻率來實現。傳統Si MOSFET在高頻工作下的開關和驅動損耗是一個關鍵制約因素。GaN HEMT提供較傳統MOSFET更低的門極電荷和導通電阻，從而實現高頻條件下的更高電源轉換能效。
演示板設計為240 W通用板，它輸出20 A的負載電流和12 V輸出電壓，功率因數超過98%，滿載時總諧波失真(THD)低於17%。電源轉換器前端採用功率因數校正(PFC) IC，將AC轉換為調節的385 V DC匯流排電壓。升壓轉換器中的電感電流工作於CCM。升壓PFC段採用安森美半導體的NCP1654控制器。次級是隔離的DC-DC轉換器，將385 V DC匯流排電壓轉換為12 V DC輸出電壓。隔離的DC-DC轉換通過採用LLC諧振拓撲實現。次級端採用同步整流以提供更高能效。LLC電源轉換器採用安森美半導體的NCP1397，提供97%的滿載效率，而同步整流驅動器是NCP4304。
NCP432用於反饋路徑以調節輸出電壓。演示板採用GaN HEMT作為PFC段和LLC段原邊的開關，提供0.29 mΩ的低導通電阻和> 100 V/ns 的高dv/dt，因而導致開關和導通損耗低，其低反向恢復電荷產生最小的反向恢復損耗。
其中，NCP1654提供可編程的過流保護、欠壓檢測、過壓保護、軟啟動、CCM、平均電流模式或峰值電流模式、可編程的過功率限制、浪涌電流檢測。NCP1397提供精確度為3%的可調節的最小開關頻率、欠壓輸入、1 A/0.5 A峰值汲/源電流驅動、基於計時器的過流保護(OCP)輸入具自動恢復、可調節的從100 ns至2 μs的死區時間、可調節的軟啟動。NCP4304的關鍵特性包括具可調節閾值的精密的真正次級零電流檢測、自動寄生電感補償、從電流檢測輸入到驅動器的關斷延遲40 ns、零電流檢測引腳耐受電壓達200 V、可選的超快觸發輸入、禁用引腳、可調的最小導通時間和最小關斷時間、5 A/2.5 A峰值電流汲/源驅動能力、工作電壓達30 V。